使用互调多项式和有效位建模ADC
2021年2月28日通过Wes Brodsky.在本文中，我们讨论如何在系统模拟中建模ADC的另一种方法，这次通过使用有效的比特数以及通过将5阶多项式引入理想量化器输入来调整我们的ADC。
到目前为止，我们已经讨论了各种各样的优点在系统仿真中对数据转换器建模的方法，特别是用a利用有效比特数或ENOB的建模方法。
现在，我们将通过添加新元素继续进行此讨论：使用添加到理想量化器输入的第5阶多项式将ADC模型进行调整。
我们的新ADC模型的描述
我们上一篇文章中提出的模型并没有导致任何明显的伪频率(马刺)。由于热刺是ADC性能的一个重要特征，因此需要一个更好的模型。
这如图1所示。
图1所示。
这将第5阶多项式添加到理想量化器输入。
应使用双音输入来确定参数α我（Fc)和NE（Fc）;哪里fc是音调之间的中心频率，如图2所示（您从中识别为图4我们的第一篇文章）。
图2。
如果这些参数中的任何一个也是Δf的函数，则在音调之间的分离，可能在ADC中存在具有内存的非线性，并且该模型不会适用。
例如，图3所示的相同的双音输入(如图3所示讨论)我们的上一篇文章)被使用，与E= 8位，α3.= 0.04，其余均为α我= 0.存在相同的奈奎斯特带宽（730.9 MHz）和“有趣的带宽”（233.7 MHz）存在于我们之前的文章中。
图3。
图4显示了单音输入的输出，图5显示了双音输入的输出。
图4。
图5。
互调产品出现在双音输入的“有趣带宽”内，但不适用于单音输入。
如果有人只是在这个“有趣的带宽”内部 - 例如，如果有一个数字带通滤波器，只能通过该频段 - 单音测试不会捕获互调效果，但两个音调会。
图6将各种SINAD绘制为5到12个输入位。显而易见的是，在“有趣的带宽”中测量的单音输入不会捕获超过7位的互调效果。
图6。
此外，对于超过7位，由于量化噪声随着比特数增加而降低，但是互调失真保持不变，因此SINAD不会随着更多比特来改善。
与制造商模型的比较
亲爱的读者：你现在可以想知道;“所以呢？这些只是一些模型及其对某些信号的回应。目的是什么？“
目的应该是在ADC上进行双色测量，选择图1中所示的参数值以使其最适合所测量的ADC输出。这通常可以手动调整它们，直到获得一个良好的配合。简化模型可用于长误码率(BER)仿真。
测量可以在实际设备上完成，在设备的良好模型上，或者从制造商的数据表中获取。beplay无法取钱
要成为一个好的模型，它必须非常接近实际设备;比如一个完整的香料模型。这种复杂的模型在误码率模拟中运行时间太长。
你的作者从制造商那里得到的是他们所谓的“行为”模型，他们声称它能捕捉到特定模型ADC的所有重要参数。制造商的模型也考虑了内部和外部的时钟抖动。这是用来评价方法。
双音输入
图7显示了模拟设置。生成双色输入，然后输入作者和制造商的模型。两者都用光谱分析显示出来。
图7。
图8显示了所使用的输入。这两个音调在300到350 MHz之间。ADC采样频率约为250 MHz，因此这些音调位于第三奈奎斯特区。
因为每一个都是-6.02 dBpeakFS，当它们增加相位时，电压将是两倍，导致0 dBpeakFS。
图8。
图9显示了制造商模型的输出，在大约27到107 MHz的“有趣的带宽”中有一个63.74 dB的Sinad。
图9。
图10显示了调整作者模型参数以进行匹配后的结果。
图10。
多项式系数给出足够的自由度，使得可以对马刺进行几乎完全匹配。NE11位的噪声地板比制造商的模型低3分贝，而NE10位以上给出了制造商模型的3 dB。
您的作者决定使用10位的悲观值，这给了一个60.74 dB的西拉。改进的模型将允许添加高达6 dB的添加性白色高斯噪声，因此n的较高值E可以选择，并添加额外的噪声以匹配噪声楼层。
OFDM波形输入
现在可以将这两种模型与作为输入的通信波形进行比较。
市售的软件包配有LTE模型;它产生OFDM信号。该模型包括调制器，频率选择性的瑞利衰落通道，添加性白色高斯噪声和解调器。
可以在解调器前面插入ADC模型，并评估ADC输出的频谱，以及OFDM信号的误差矢量幅度，如图11所示。
图11。
使用具有64 QAM子载波的OFDM信号。作者ADC模型的参数与图10中的使用相同。
商业上可用的软件包使用复杂的包络符号[3]来形成信号。这只允许用复数对调制信息进行采样跟踪，并且载波频率保持为已知常数。因此，描述波形所需的样本数量大大减少。
然而，ADC模型的输入需要是显式载波上的真实信号，以考虑ADC性能的差异作为输入频率的函数。因此，需要完成“复包络到实载波”和“实载波到复包络”的转换[3]。
图12显示了对ADC模型的OFDM信号输入。它以与图8所示的双音频率相同的频率为中心。
图12。
两种ADC模型的dBrmsFS水平均为-7 dBrmsFS。
图13显示了制造商模型的频谱，图14是您作者模型的频谱。由于ADCS的非线性，均显示光谱再生。光谱非常接近。
图13。
图14。
图15显示了制造商模型所接收的OFDM的星座，图16显示了您的作者模型。
图15。
图16。
均方根值和峰值EVMs的比较见表3。这些结果的信噪比为90分贝。
表3。
在-7到-47 dbrmsf的范围内，两种型号的rms差异为3.46 dB。
总的来说，您的作者的模型将与制造商的结果非常相似，因为一组相当简单的参数。没有关于制造商模型的信息，但它可能与您的作者类似。
在任何情况下，当使用作者的模型时，模拟运行得更快，因为没有必要在模拟软件之间传输数据。因此，作者的模型被用于图17所示的误码率(BER)模拟。
图17。
使用ADC设计系统时的一个重要参数是将信号相对于ADC满量程放置信号的最佳水平。
太低的水平导致信号相对于噪声和失真太小。
过高的电平会导致过度的剪切，这也会使信号失真。通常，允许一些剪切的电平是最佳的。
从-41到-7 dBrmsFS三种不同信噪比和信号水平的误码率如图18所示。
图18。
虚线还显示了ADC模型被绕过时的误码率。对于ADC，大约有10分贝的最佳范围，一个自动增益控制应该使信号保持在这个范围内。
在下一篇文章中，我们将通过在更好的模型中结束使用一些思考来完成本系列，并对DACS进行谈论模型。请在下面的评论中分享您对本系列的思考。
